🔌 トランジスタ・FET¶
トランジスタは「小さい信号で大きな電流を制御するスイッチ兼増幅器」。蛇口のバルブのように、わずかな力（ベース電流）で大きな流れ（コレクタ電流）を制御する。
🧠 原理（なぜ起きるか）¶
- バイポーラトランジスタ（BJT）は「電流で電流を制御」する。ベース電流 \(I_B\) が小さくても、\(h_{FE}\) 倍に増幅されたコレクタ電流 \(I_C\) が流れる。蛇口のバルブ（少ない力で大流量を制御）そのもの。
- FETは「電圧で電流を制御」する。ゲートに電圧を加えるだけで電流路（チャネル）を制御できるため、入力電流がほぼゼロ。BJTとFETは制御方式が根本的に異なる。
5秒で思い出す
BJT ＝ 電流で制御（ベース電流が蛇口ハンドル）。FET ＝ 電圧で制御（ゲート電圧が磁石）。
📐 公式（どう計算するか）¶
レイヤーA：基本概念¶
| 公式 | 意味（日本語） | 使える条件 | 使えない条件 |
|---|---|---|---|
| $\(h_{FE} = \dfrac{I_C}{I_B}\)$ | 電流増幅率：ベース電流の何倍のコレクタ電流が流れるか | アクティブ領域（増幅動作） | 飽和領域・遮断領域では成立しない |
| $\(I_E = I_B + I_C\)$ | キルヒホッフの電流則：3端子の電流収支 | 常に成立（BJT全動作領域） | — |
| $\(P_C = V_{CE} \times I_C \text{ [W]}\)$ | コレクタ損失：トランジスタの発熱量。最大定格以内に保つ必要がある | 定常動作時 | スイッチング過渡時は瞬時値で評価 |
レイヤーB：応用変換¶
| 公式/手法 | 意味 | 使える条件 | 使えない条件 |
|---|---|---|---|
| $\(A_v \approx -h_{FE} \cdot \dfrac{R_C}{h_{ie}}\)$ | エミッタ接地増幅回路の電圧利得（概念） | 小信号等価回路での近似 | 大信号動作・非線形領域では不適 |
| バイアス設計（動作点設定） | 直流動作点（Q点）をアクティブ領域の中心に設定し、信号を歪みなく増幅させる | 増幅回路設計 | スイッチング用途では飽和・遮断の2点動作 |
| FET特性：\(I_D\) vs \(V_{GS}\) | ゲート・ソース間電圧 \(V_{GS}\) でドレイン電流 \(I_D\) を制御。入力電流≈ゼロ | MOSFETの基本動作 | BJTと混同した回路解析は誤り |
📊 比較表¶
バイポーラトランジスタ（BJT）vs FET¶
| 項目 | BJT（バイポーラ） | FET（電界効果型） |
|---|---|---|
| 制御方式 | 電流制御（ベース電流） | 電圧制御（ゲート電圧） |
| 入力インピーダンス | 低い（\(h_{ie}\) 数百Ω〜数kΩ） | 非常に高い（MOSFETは≈∞） |
| キャリア | 電子＋正孔（両方使う ＝ バイポーラ） | 電子または正孔（片方のみ ＝ ユニポーラ） |
| 主な用途 | 高速スイッチング・線形増幅 | 低消費電力・VLSI・高インピーダンス入力 |
| 代表例 | 2SC1815など | MOSFET（CMOS、パワーMOS） |
NPN型 vs PNP型¶
| 項目 | NPN型 | PNP型 |
|---|---|---|
| 構造 | N-P-N のサンドイッチ | P-N-P のサンドイッチ |
| 動作電流の向き | コレクタ→エミッタ方向（電子の流れは逆） | エミッタ→コレクタ方向 |
| バイアスの極性 | \(V_{CE} > 0\)、\(V_{BE} \approx +0.6\) V | \(V_{EC} > 0\)、\(V_{EB} \approx +0.6\) V |
| 電源の使い方 | \(+V_{CC}\) から負荷を通してコレクタへ | エミッタが高電位側 |
| 回路図の記号 | エミッタの矢印が外向き（NPN → 電流が出る） | エミッタの矢印が内向き（PNP → 電流が入る） |
エミッタ接地 vs ベース接地 vs コレクタ接地¶
| 項目 | エミッタ接地 | ベース接地 | コレクタ接地（エミッタフォロワ） |
|---|---|---|---|
| 入力端子 | ベース | エミッタ | ベース |
| 出力端子 | コレクタ | コレクタ | エミッタ |
| 電圧利得 | 大（反転） | 大（非反転） | ≈1（非反転） |
| 電流利得 | 大（\(h_{FE}\)倍） | ≈1 | 大 |
| 入力インピーダンス | 中程度 | 低い | 高い |
| 主な用途 | 汎用増幅 | 高周波増幅 | インピーダンス変換 |
コレクタ接地（エミッタフォロワ）の計算：R07上問18・H30問16で出題
エミッタフォロワは「電圧利得がほぼ1、電流利得が大きい」回路。出力はエミッタから取り出す。
直流動作点の計算手順：
- \(V_{BE} \approx 0.6\) V（シリコントランジスタ）
- ベース電圧 \(V_B\) を求める（分圧バイアスなら \(V_B = V_{CC} \cdot R_2 / (R_1 + R_2)\)）
- エミッタ電圧 \(V_E = V_B - V_{BE}\)
- エミッタ電流 \(I_E = V_E / R_E\)（\(\approx I_C\)）
- コレクタ・エミッタ間電圧 \(V_{CE} = V_{CC} - V_E\)（コレクタ側に抵抗なし）
引っかかりやすいポイント
コレクタ接地ではコレクタ側に負荷抵抗がない。\(V_{CE} = V_{CC} - I_E R_E\) の形になる。エミッタ接地と同じ式を使おうとすると間違える。
縦続接続増幅器の電圧利得：R05下問13で出題
複数の増幅段を直列につなぐ（縦続接続）と、全体の電圧利得は各段の利得の積になる。
dB表示の場合は和になる：
典型問題パターン：「2段増幅回路で各段の電圧利得が20倍のとき、全体の電圧利得は？」→ \(20 \times 20 = 400\) 倍（または \(26\text{ dB} + 26\text{ dB} = 52\text{ dB}\)）。
注意：電流利得・電力利得も同様に積になる。
電流帰還バイアス回路（自己バイアス回路）：R04下問18・R04上問18で出題¶
電流帰還バイアス回路の計算手順
エミッタに抵抗 \(R_E\) を入れて動作点を安定化させる回路。4つの抵抗（\(R_1, R_2, R_C, R_E\)）とトランジスタで構成される。
計算手順（試験の標準アプローチ）：
-
ベース電圧を分圧式で求める（\(R_1, R_2\) の分圧） $\(V_B = V_{CC} \cdot \frac{R_2}{R_1 + R_2}\)$
-
エミッタ電圧を求める $\(V_E = V_B - V_{BE} \approx V_B - 0.6 \text{ [V]}\)$
-
エミッタ電流（≈コレクタ電流）を求める $\(I_C \approx I_E = \frac{V_E}{R_E}\)$
-
コレクタ電圧・VCEを求める $\(V_C = V_{CC} - I_C R_C\)$ $\(V_{CE} = V_C - V_E = V_{CC} - I_C(R_C + R_E)\)$
前提条件の確認
分圧バイアスの近似式 \(V_B = V_{CC} \cdot R_2/(R_1 + R_2)\) は「\(R_1, R_2\) を流れる電流 \(\gg I_B\)」のときに成立する。問題文に「\(h_{FE}\) が十分大きい」または「\(I_B\) を無視できる」と書かれていれば近似を使ってよい。
「自己バイアス（電流帰還）の安定化効果」：\(I_C\) が増加 → \(V_E\) 上昇 → \(V_{BE}\) 減少 → \(I_B\) 減少 → \(I_C\) 減少、という負帰還ループで動作点が安定化する。論説問題でこのメカニズムを問われることがある。
FET増幅回路（ソース接地）：R05下問18・R03問13・H24問18・H21問13で出題¶
FET（接合形FET・MOSFET）増幅回路の計算
FETはBJTと異なり「電圧制御」デバイス。ソース接地が基本構成。
基本パラメータ：
| パラメータ | 記号 | 意味 |
|---|---|---|
| 相互コンダクタンス | \(g_m\) [S] | \(V_{GS}\) の変化に対する \(I_D\) の変化率。\(g_m = \Delta I_D / \Delta V_{GS}\) |
| ドレイン抵抗 | \(r_d\) [Ω] | ドレイン・ソース間の内部抵抗 |
| ドレイン電流 | \(I_D\) [A] | ゲート電圧で制御される出力電流 |
ソース接地の電圧利得：（相互コンダクタンス \(g_m\) × ドレイン抵抗 \(R_D\)）
（\(r_d \gg R_D\) の場合の近似。\(r_d\) が与えられた場合は \(A_v = -g_m (R_D \| r_d)\)）
直流動作点の計算（ソース自己バイアス）：
- ゲート電流 ≈ 0 → \(V_G \approx 0\) V（ゲートに抵抗 \(R_G\) があっても電圧降下なし）
- \(V_{GS} = V_G - V_S = 0 - I_D R_S = -I_D R_S\)
- \(I_D\) と \(V_{GS}\) の関係式（特性曲線）に代入して \(I_D\) を求める
BJTとの違いに注意
- FETは \(V_{BE} \approx 0.6\) V のような固定値がない。\(V_{GS}\) は動作点によって変わる。
- \(I_G \approx 0\) なので、ゲート抵抗 \(R_G\) があっても電圧降下はゼロ（BJTのベース抵抗の感覚で \(V_G = V_{CC} \cdot R_G/(R_G + ...)\) としないこと）。
負帰還増幅回路：R01問13・H18問18で出題¶
負帰還増幅の特性と計算
出力の一部を入力に戻して（帰還）、増幅率を意図的に下げる代わりに安定性を高める回路。
負帰還をかけたときの電圧利得：
帰還なしの開ループ利得を \(A\)、帰還率を \(\beta_f\)（0〜1）とすると：
\(A\beta_f \gg 1\)（深い負帰還）のとき：
負帰還の効果（論説問題の頻出論点）：
| 特性 | 変化 |
|---|---|
| 電圧利得 | 小さくなる（\(1/(1+A\beta_f)\) 倍） |
| 帯域幅（周波数帯域） | 広くなる（\(1+A\beta_f\) 倍） |
| 非線形歪み | 小さくなる |
| 入力インピーダンス（直列帰還） | 大きくなる |
| 出力インピーダンス（電圧帰還） | 小さくなる |
| 動作の安定性 | 向上する |
試験の鉄則
「負帰還をかけると利得は下がるが、他の特性は改善される」が基本メッセージ。利得と帯域幅の積（利得帯域幅積）は一定に保たれる。
発振回路の発振条件（バルクハウゼン条件）：R04下問13・R03問18・H18問13で出題¶
発振回路の条件と種類
発振回路は「負帰還増幅の帰還率を正帰還にして、自励振動を起こす」回路。
バルクハウゼン条件（発振が持続する条件）：
すなわち：「ループ利得の大きさが1、位相シフトが0°（正帰還になっている）」
試験に出る発振回路の種類と特徴：
| 種類 | 発振周波数 | 特徴 |
|---|---|---|
| RC発振回路（位相シフト形） | \(f_0 = \dfrac{1}{2\pi\sqrt{6}RC}\) | 3段のRCで180°位相シフト |
| LC発振回路（コルピッツ・ハートレー） | \(f_0 = \dfrac{1}{2\pi\sqrt{LC}}\) | 高周波向き、安定性が高い |
| 水晶発振回路 | 水晶の共振周波数 | 最高精度の周波数安定性 |
電験3種の出題パターン（R04下問13）： 「発振条件を満たすために必要な増幅度はいくらか？」→ 帰還回路の減衰量を計算し、その逆数が最低必要増幅度。RC位相シフト発振では帰還率 \(\beta_f = 1/29\)（3段RC回路）なので、増幅度 \(A \geq 29\) が必要。
「発振条件 = 不安定な条件」ではない
発振回路は設計として正帰還ループを作る。「\(A\beta_f = 1\) を満たす周波数だけ発振する」のがポイント。それ以外の周波数では \(A\beta_f < 1\) になり発振しない。
🕳️ よくある勘違いTOP3¶
❌ こう思いがち①: \(h_{FE}\)（電流増幅率）が大きいほど、電圧利得も自動的に大きくなる ✅ 実際は: 電圧利得は \(h_{FE}\) だけでなく負荷抵抗 \(R_C\) と内部インピーダンス \(h_{ie}\) の比にも依存する。「\(h_{FE}\) が大きい ＝ 何でも増幅できる」は誤り。電流増幅率と電圧増幅率は別物。
❌ こう思いがち②: \(I_E = I_B + I_C\) を忘れて、3端子で電流計算を誤る ✅ 実際は: エミッタ電流は必ずベースとコレクタの和。\(I_C \gg I_B\) なので近似で \(I_E \approx I_C\) としがちだが、精密計算ではズレが出る。キルヒホッフの電流則は常に成立する。
❌ こう思いがち③: FETもBJTと同じように「入力電流でバイアスを考える」 ✅ 実際は: MOSFETのゲート入力インピーダンスは理想的には無限大（実際は静電容量による影響のみ）。入力電流はほぼゼロなので、BJTのベース電流を考えるような設計は不要。ゲート電圧 \(V_{GS}\) だけに着目する。
❌ こう思いがち④: 負帰還をかけると「利得も安定性も向上する」
✅ 実際は: 負帰還は利得を犠牲にして安定性・帯域幅・歪み低減を得るトレードオフ。「利得が下がった分だけ帯域幅が広がる（利得帯域幅積が一定）」が正しい理解。R01問13・H18問18で問われた視点。
❌ こう思いがち⑤: 発振回路は「増幅回路が壊れて起きる偶発的な現象」
✅ 実際は: 発振回路は正帰還ループを意図的に設計する。バルクハウゼン条件（\(A\beta_f = 1\)、位相0°）を満たす周波数でのみ発振し、それ以外の周波数では発振しない。「増幅度が小さすぎると発振しない（減衰振動）、大きすぎると波形が歪む」という動作点の設計問題。R04下問13・R03問18で問われた。
🔄 解法フローチャート¶
トランジスタ増幅回路の問題を見たら
① 「直流動作点（バイアス点）を求めよ」
VBE ≈ 0.6V（シリコン）と仮定
IB = (VBB - VBE) / RB
IC = hFE × IB
VCE = VCC - IC × RC
② 「増幅度 Av を求めよ」
エミッタ接地: ==Av = -hFE × RC / hie==
（hieが与えられていない場合は ==VT/IB = 26mV/IB== で近似）
③ 「電流の収支を確認」
IE = IB + IC（常に成立）
④ 単位・符号の確認
コレクタ電流 IC は mA 単位が多い
📝 出題実績¶
出典: 電験王3（denken-ou.com）H18〜R07上期の過去問一覧より収集（2026-03-30） ※ 電子理論（電子回路）の中からトランジスタ増幅回路・FET増幅回路に関する問題を抽出。オペアンプは opamp.md を参照。
| 年度 | 問 | 形式 | 何が問われたか |
|---|---|---|---|
| R07上 | 問13 | 計算 | トランジスタの電流増幅率と出力インピーダンス |
| R07上 | 問18 | 計算 | エミッタホロワ回路における回路計算 |
| R06下 | 問13 | 計算 | トランジスタの静特性を利用した回路演算 |
| R05下 | 問13 | 計算 | 縦続接続した増幅器の電圧利得の導出 |
| R05下 | 問18 | 計算 | 接合形FETを用いた増幅回路の演算 |
| R05上 | 問13 | 論説 | コレクタ接地増幅回路の特徴 |
| R04下 | 問13 | 計算 | 正弦波を出力している発振回路の発振条件 |
| R04下 | 問18 | 計算 | 電流帰還バイアス回路の電圧値 |
| R04上 | 問18 | 計算 | トランジスタ増幅器のバイアス回路 |
| R03 | 問13 | 計算 | 電界効果トランジスタの簡易小信号等価回路 |
| R03 | 問18 | 計算 | トランジスタを用いた発振回路 |
| R02 | 問18 | 計算 | エミッタ接地トランジスタ増幅回路の動作特性 |
| R01 | 問13 | 論説 | 負帰還増幅回路 |
| H30 | 問16 | 計算 | エミッタホロワ回路 |
| H29 | 問13 | 計算 | バイポーラトランジスタ |
| H28 | 問13 | 計算 | エミッタ接地トランジスタ増幅回路 |
| H27 | 問13 | 論説 | バイポーラトランジスタを用いた電力増幅回路 |
| H25 | 問13 | 論説 | 交流小信号増幅回路 |
| H24 | 問13 | 計算 | ダイオードの特性による電流の変化 |
| H24 | 問18 | 計算 | FET増幅回路の特性 |
| H23 | 問13 | 穴埋 | トランジスタを用いた非安定マルチバイブレータ |
| H23 | 問18 | 計算 | トランジスタによる小信号増幅回路 |
| H21 | 問13 | 計算 | ソース接地のFET増幅器の静特性 |
| H21 | 問18 | 計算 | エミッタ接地のトランジスタ増幅器 |
| H20 | 問13 | 論説 | トランジスタの接地方式の異なる基本増幅回路 |
| H19 | 問18 | 計算 | トランジスタを用いた変成器結合電力増幅回路 |
| H18 | 問13 | 穴埋 | 帰還回路を含む増幅回路の発振条件 |
| H18 | 問18 | 計算 | 負帰還増幅回路の等価回路と電圧増幅度 |
→ 出題頻度: ★★★（毎年度1〜2問、問13・問18から出題）
確認問題
問題: hFE=100のNPNトランジスタにベース電流IB=0.02mAが流れているとき、コレクタ電流ICとエミッタ電流IEを求めよ。
解答
答え: IC = hFE×IB = 100×0.02 = 2mA、IE = IB+IC = 0.02+2 = 2.02mA ポイント: IE = IB+IC（3端子の電流収支）。ICはIBのhFE倍
Level 2: 数学的背景 🔬
hパラメータと小信号等価回路
トランジスタの小信号動作はhパラメータで記述する： [ \begin{pmatrix} v_1 \ i_2 \end{pmatrix} = \begin{pmatrix} h_{11} & h_{12} \ h_{21} & h_{22} \end{pmatrix} \begin{pmatrix} i_1 \ v_2 \end{pmatrix} ]
エミッタ接地での主要パラメータ： - \( h_{ie} \)（入力インピーダンス）≈ β × \( V_T / I_C \)（\( V_T \)=26mV @ 室温） - \( h_{fe} \)（電流増幅率）≈ \( \beta \) = hFE（直流） - \( h_{oe} \)（出力アドミタンス）≈ 1/ro
電圧増幅度 \( A_v = -h_{fe} R_C / h_{ie} \) はこのモデルから導出される。
Level 3: 実務との接点 🏭
現代の電力変換回路ではMOSFETやIGBTがバイポーラトランジスタを置き換えているが、動作原理の理解にBJTの基礎が必要。インバータ・UPS・スイッチング電源の中核技術。
最終確認: 2026-04-02 | ステータス: v0.8（出題実績ベースの解説補強済み：エミッタフォロワ計算・縦続接続・電流帰還バイアス・FETソース接地・負帰還・発振条件） | バージョニング基準